GUIDA AL SISTEMA TELEVISIVO DIGITALE E SISTEMI DI MISURA

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Introduzione
Per determinare le prestazioni di un sistema digitale di trasmissione video e il segnale che questo trasporta sono necessari nuovi metodi di test e misura. I sistemi di analisi del segnale audio e video sono ben conosciuti, tuttavia le misure da effettuarsi per la forma seriale del segnale differiscono di molto rispetto a quelle usate per analizzare la famigliare banda passante audio e video.
I principali argomenti trattati in questa guida sono elencati qui di seguito:

1. La definizione della televisione digitale che comprende le basi del digitale, gli standards video, le conversioni tra le diverse forme del segnale video, i formati e standards digitali audio.
2. La maggior parte dei metodi e sistemi e macchine già in uso che possono essere utilizzati per il digitale serial. Considerazioni sulla scelta dei componenti passivi di un sistema di trasmissione come cavi, connettori e le impedenze relative. Il concetto di loop-trough.
3. Si discute circa argomenti nuovi e vecchi che sono particolarmente importanti per il video digitale comprendendo l'equalizzazione, la ricostruzione del clock, la messa in timing.
4. I test e le misure dei segnali digitali seriali possono essere analizzati sotto tre diversi aspetti: l'uso, i metodi, l'ambiente operativo. I tipi di uso dovrebbero comprendere: la progettazione, il controllo di qualità durante la costruzione della macchina, valutazioni sulla macchina da parte dell'utilizzatore, installazione di sistemi e test di collaudo, la manutenzione di macchine e sistemi, e forse la più importante: l'uso.
5. Sono esaminati diversi metodi di misura in dettaglio comprendendo le misure della forma d'onda seriale, l'identificazione d'errore, misura e effetti del jitter, test di sistema con speciali segnali di test.

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Le basi del digitale
-Componenti e composito analogico
Le sorgenti di origine dell'immagine come telecamere e telecinema al loro interno producono immagini a colori in forma di tre segnali a banda piena rispettivamente secondo i colori Verde(G), Rosso(R) e Blu(B). Essendo la visione umana non così sensibile al colore quanto invece sensibile al livello di luminanza i segnali televisivi vengono in genere trasformati in segnali di luminanza e differenza colore come mostrato nella figura sotto.

Y è il segnale di luminanza e viene derivato dai colori in RGB in base all'equazione
Y = 0.59G + 0.30R + 0.11B
I segnali di differenza colore lavorano a banda ridotta tipicamente la metà della banda del segnale di luminanza. In qualche sistema, specialmente in NTSC, i segnali di differenza colore hanno spesso una larghezza di banda più bassa e ineguale.
Il formato dei segnali in componenti e i livelli di voltaggio non sono stati standardizzati per i sistemi a 525 righe mentre questo è stato fatto per i sistemi a 625 righe (EBU N°10).
È importante notare che il segnale di differenza colore analizzato per livelli e che permette la formulazione del segnale in Y, R-Y, B-Y fa in modo che questo sia fuori dal gamut (spettro) se riconvertito in RGB.
Quindi esiste il bisogno di un controllo del gamut dei segnali di differenza colore se si eseguono operazioni di elaborazione di questi segnali sia in forma analogica che digitale.
È necessaria una ulteriore limitazione di banda del segnale televisivo quando esso viene codificato secondo lo standard composito PAL o NTSC come mostrato nella figura sotto.

Se ogni segnale RGB può avere una larghezza di banda di 6 MHz, i segnali di differenza colore dovrebbero avere tipicamente una larghezza di banda di 6 MHz per Y e 3 MHz per le due differenze colore.
Tuttavia un canale di segnale composito ha una larghezza di banda di 6 MHz o meno. Per trasportare quindi il segnale composito esso viene scansionato secondo un sistema interlacciato 2:1 per fornire 60 o 50 immagini per secondo con una risoluzione di movimento di 30 o 25 fot./sec.
Il risultato che si ottiene è un canale a 6 MHz in composito che trasporta immagini a colori con una velocità di 60 o 50 immagini al secondo che nella sua forma non compressa dovrebbe richiedere tre canali a 12 MHz per una larghezza di banda totale di 36 MHz; pertanto la compressione dei dati non è nuova, il digitale la rende solo più facile.
Per il segnale NTSC esistono ulteriori considerazioni circa il gamut quando si converte da un ambiente di differenza colore; i trasmettitori NTSC non consento un'ampiezza del 100% del croma con segnali a alta luminanza (per esempio il giallo). Questo in quanto la portante del trasmettitore va a zero per segnali che superino del 15% il volt. Quindi esiste un limite più basso per il gamut per alcuni dei segnali di differenza colore che devono essere convertiti in NTSC per la trasmissione in RF.
Il sync e il burst essendo parti del sistema di sincronia vengono aggiunti come mostrato nella figura sotto.

Il burst fornisce un riferimento per la decodifica inversa da composito a componenti. La fase del burst rispetto al fronte del sync viene chiamata SC/H phase che deve essere controllata con cura nella maggior parte delle applicazioni in studio. Per l'NTSC vengono aggiunte 7,5 unità IRE per setup (piedistallo) al segnale di luminanza. Questo pone qualche difficoltà di conversione, in particolare quando si decodifica verso componenti. Il problema è che risulta relativamente facile aggiungere questo livello di set-up ma il rimuoverlo in ambiente composito non è di facile controllo e possono essere generati livelli di nero sbagliati o si possono avere disturbi alla fine della linea di video attivo.
-Campionamento e quantizzazione
Il primo passo nel processo di digitalizzazione è quello di "campionare" le continue variazioni del segnale analogico come mostrato nella figura sotto.

Osservando il segnale analogico a intervalli di tempo discreti, si può ottenere una sequenza di campionatura di voltaggi che possono essere memorizzati, manipolati e in seguito ricostruiti.
Per ricostruire accuratamente il segnale analogico la velocità di campionatura deve essere sufficientemente rapida per evitare la perdita di importanti informazioni. In genere questo richiede una frequenza di campionatura che sia almeno il doppio della più alta frequenza analogica da campionare. Nel mondo reale la frequenza è leggermente più alta del doppio (Il teorema di Nyquist dice che l'intervallo tra due campionature successive deve essere uguale o minore della metà del periodo della più alta frequenza presente nel segnale).
Il secondo passo nel digitalizzare il video è quello di "quantizzare" assegnando un numero digitale ai livelli di voltaggio del segnale analogico campionato:
- 256 livelli per il video a 8 bit
- 1024 livelli per il video a 10 bit
- Sino a diverse migliaia di livelli per l'audio
Per ottenere i completi benefici del digitale si richiede una campionatura a 10 bit.
La specifica SMPTE 125M richiede una interfaccia a 10 bit mentre la maggior parte delle macchine attualmente esistenti sono a 8 bit. Il processare a meno di 8 bit può causare artifacts (difetti) di troncamento o arrotondamento specialmente su immagini generate elettronicamente.
Se la quantizzazione avviene con un numero di livelli troppo basso si osserveranno difetti visibili nell'immagine.
Questi difetti appaiono come un "contouring" (bordatura) dell'immagine. Tuttavia la notizia confortante è che il rumore casuale e il dettaglio dell'immagine che è presente nella maggior parte delle immagini "live" attualmente, aiuta a mascherare questo effetto di bordatura rendendolo casuale.
Qualche volta il numero dei livelli di quantizzazione deve essere ridotto, per esempio quando l'uscita di un processatore a 10 bit entra in un registratore a 8 bit. In questo caso l'effetto di bordatura viene minimizzato aggiungendo deliberatamente una piccola quantità di rumore casuale (dither) al segnale. Questa tecnica è conosciuta come "randomized rounding" (arrotondamento casuale).
-Gli standards video digitali
Gli esperimenti con le tecnologie video digitali sono state basate in principio sulla campionatura di segnali compositi NTSC e PAL, ma se si volevano ottenere prestazioni elevate si dovevano usare segnali in componenti, non compositi.
Il primo standard digitale era in componenti. Un certo interesse verso il formato composito si ebbe quando Ampex e Sony annunciarono un formato di registrazione in digitale analogico (D-2). All'inizio queste macchine furono progettate come macchine a in/out analogico per il loro uso negli esistenti ambienti PAL e NTSC; ingressi e uscite digitali erano disponibili per copia da macchina a macchina. Tuttavia il mondo della post produzione riconobbe che il grande vantaggio che si otteneva dalle possibilità di multi generazione sarebbe stato completo solo se queste macchine venivano usate in ambiente totalmente digitale.
-CCIR 601
La CCIR 601 non è uno standard di interfacciamento video ma bensì uno standard di campionatura.
La raccomandazione CCIR 601 uscì da un gruppo di lavoro SMPTE/EBU determinato a definire i parametri di campionatura per il video digitale in componenti per i sistemi televisivi 525/59,94 e 625/50.
Questo lavoro culminò in una serie di test sponsorizzati dalla SMPTE nel 1981 e il risultato fu la nota raccomandazione CCIR 601.
Questo documento specifica il meccanismo di campionatura che deve essere usato sia per il segnale a 525 che a 625 linee. Esso specifica una campionatura ortogonale a 13.5 MHz per la luminanza e 6.75 MHz per i due segnali di differenza colore Cb e Cr che è una versione scalata dei segnali B-Y e R-Y.
La struttura di campionatura è nota come "4:2:2".
Questa nomenclatura è derivata dai giorni nei quali si considerarono dei multipli della sottoportante NTSC come frequenza di campionatura. Questo approccio fu abbandonato ma l'uso del "4" che rappresenta la frequenza di campionatura della luminanza fu mantenuto. Il gruppo di lavoro menzionato prima esaminò frequenze di campionatura da 12 a 14.3 MHz. Essi scelsero 13.5 MHz come un compromesso in quanto il sottomultiplo 2.25 MHz è un fattore comune ai sistemi sia a 525 che 625 linee.
Qualche sistema di TV migliorata usa un formato di risoluzione chiamato 8:4:4 che ha il doppio della larghezza di banda del 4:2:2.
-Componenti in digitale parallelo
La CCIR 601 descrive la campionatura del segnale. L'interfacciamento elettrico dei dati prodotti da questa campionatura fu standardizzato separatamente dall'SMPTE e dall'EBU. L'interfaccia parallela 525/59.94 fu definita dall'SMPTE come standard SMPTE 125M (una revisione del precedente RP-125) e per il segnale 626/50 dalla specifica EBU Tech 3267 (una revisione della precedente EBU Tech 3246); entrambe furono adottate dal CCIR che le riunì nella Raccomandazione 656.
L'interfaccia parallela usa 11 coppie di cavi e connettori tipo D a 25 pin. Questo tipo di interfaccia multiplexa (cambia la base dei tempi) delle parole dei dati nella sequenza Cb,Y,Cr,Y,Cb..... il che produce una velocità dei dati di 27 Mwords/sec.
Le sequenze di timing SAV e EAV furono aggiunte ad ogni linea per rappresentare la partenza del video attivo e la fine del video attivo.
La linea di video attivo digitale contiene 720 campionature e comprende spazio per la rappresentazione del blanking analogico tra le linee attive.
La CCIR 601 specifica 8 bit di precisione per le parole dei dati che rappresentano il video.
Al tempo in cui fu definito lo standard si fecero obbiezioni da parte di alcuni partecipanti i quali sostennero che 8 bit forse non erano sufficienti e si fecero previsioni di espandere l'interfaccia sino a 10 bit di precisione. L'operatività a 10 bit si è dimostrata essere ottimale per molte circostanze e l'ultima revisione dello standard dell'interfaccia fornisce una specifica a 10 bit anche se si usa un segnale a soli 8 bit (vengono aggiunti 2 bit passivi. N.d.T.).
La conversione da digitale a analogico è stata scelta con un margine di sicurezza sopra il picco del bianco e sotto il piedistallo del nero come mostrato nella figura sotto.

I livelli di quantizzazione per il bianco e per il nero vengono settati in modo che i livelli a 8 bit siano integrati con due zeri che avranno lo stesso valore come se il segnale fosse a 10 bit. I valori 000-003 e 3FF-3FC vengono riservati a scopi di sincronia.
Simili fattori determinano i valori di quantizzazione per i segnali di differenza colore come mostrato nella figura sotto.

La figura sottostante mostra la posizione delle campionature e le parole digitali rispetto a una linea analogica orizzontale. Siccome l'informazione di timing è trasportata dai segnali EAV e SAV non necessitano segnali di sincronia tradizionali e quindi gli intervalli orizzontali (e i periodi di linea attiva durante l'intervallo verticale) possono essere usati per trasportare dati ausiliari. L'applicazione più ovvia per questo spazio di dati è quella di trasportare audio in forma digitale e sono stati preparati documenti da parte di SMPTE per standardizzare il formato e la distribuzione del pacchetto dei dati audio.

La CCIR 601 è una tecnica ben sperimentata con una gamma completa di macchine disponibili per la produzione e post produzione. In generale l'interfaccia parallela è stata sorpassata dallo sviluppo dell'interfaccia seriale che è molto più pratica in grosse installazioni. La CCIR 601 fornisce tutti i vantaggi dell'operatività sia in componenti che digitale. E' il sistema da scegliere per ottenere la più alta qualità possibile per sistemi televisivi a 525 o 625 linee.
-Composito in digitale parallelo
Il segnale di video composito viene campionato a 4 volte la frequenza della sottoportante (NTSC e PAL) il che fornisce una velocità di campionatura di 14.3 MHz per NTSC e 17.7 MHz per il PAL.
L'interfaccia è standardizzata per l'NTSC dalla SMPTE 244M e in questo momento l'EBU sta lavorando nello stesso senso per il PAL.
Entrambe le interfacce specificano una precisione a 10 bit anche se le macchine in D-2 e D-3 registrano solo 8 bit sul nastro. La quantizzazione del segnale NTSC (visibile nella figura sotto) viene definita con una modesta zona di sicurezza sopra la linea del 100%, una piccola quantità di sicurezza sotto al segnale di sync e si adottano i concetti di esclusione dei valori come per i componenti. Il digitale composito è stato definito per minimizzare il rumore di quantizzazione usando una quantità massima di scala (range) digitale.

Come è visibile dalla figura 9 i valori di picco analogico che eccedono attualmente la scala di dinamica digitale potrebbero apparire come errori.

A causa degli assi di campionatura specificati, riferiti alla sottoportante e alla fase del più alto livello di luminanza (come per il giallo) le campionature non eccederanno mai la scala digitale di dinamica. I valori coinvolti sono mostrati nella figura sotto.

Come per l'interfaccia in componenti, la linea attiva in composito digitale è lunga a sufficienza per comprendere la linea attiva analogica e i contorni dei blanking.
A differenza dell'interfaccia in componenti, l'interfaccia in composito trasmette una rappresentazione digitale del sync e del burst tradizionali durante il blanking orizzontale.
Una rappresentazione digitale del sync verticale e degli impulsi equalizzatori viene similarmente trasmessa dall'interfaccia in composito.
Le installazioni in composito digitale forniscono i vantaggi della processazione e interfacciamento digitale e in particolare la multi generazione della registrazione digitale.
Tuttavia esistono alcune limitazioni: il segnale è composito e quindi ha l'impronta della codifica in PAL o NTSC composito compreso l'informazione di banda adiacente del colore tipica di questi schemi di codifica; processi come il croma key in generale non risultano soddisfacenti per lavori di alta qualità e si devono eseguire lavorazioni separate per derivare un segnale di chiave in componenti; qualche operatività come per gli effetti digitali richiede che il segnale venga convertito in componenti per la processazione e quindi ricodificato in composito.
La completa escursione del segnale in composito deve essere rappresentata con 256 livelli su registratori a 8 bit. Senza dubbio il digitale composito fornisce un ambiente più potente dell'analogico corrispondente sia NTSC che PAL e è molto conveniente per molti utilizzatori.
Come per il digitale in componenti, l'interfaccia composita parallela usa un cavo a multi-coppie e connettori a 25 pin tipo D. questo può essere ritenuto soddisfacente per installazioni piccole e medie ma una gestione pratica di sistemi complessi richiede una interfaccia seriale.
-Segnali in componenti digitali nel formato a schermo ingrandito 16:9
Molti mercati televisivi mondiali si stanno interessando al sistema di invio di immagini su schermo ingrandito con proporzione di aspetto 16:9.
Alcuni di questi sistemi come il MUSE in Giappone e il futuro sistema ATV negli USA sono intesi essere per immagini ad alta definizione; altri come il PAL Plus in Europa useranno 525 o 625 linee.
I ricevitori domestici in 16:9 sono già stati introdotti su molti mercati e la loro penetrazione aumenterà significativamente nei prossimi anni.
Per molti broadcasters questo crea un bisogno di programmi realizzati in 16:9. Sono stati proposti due approcci per la rappresentazione digitale in 16:9 di sistemi a 525 o 625 linee.
Il primo metodo conserva la frequenza di campionatura della CCIR 601 usata per le immagini 4:3 (13.5 MHz per la luminanza).
Questo "stira-allarga" il pixel rappresentato da ogni parola di dati di un fattore 1.33 orizzontale e ne risulta una perdita di risoluzione spaziale del 25% se comparato con immagini secondo la CCIR 601. Per qualche applicazione questo metodo fornisce una risoluzione adeguata e ha il grande vantaggio di poter usare molte macchine esistenti realizzate secondo la CCIR 601.
Il secondo metodo mantiene la risoluzione spaziale dove alcuni pixel (e parole dei dati) vengono aggiunti per rappresentare la maggior larghezza dell'immagine. Questo approccio ha come risultante una campionatura di luminanza di 960 (punti) per ogni linea di video attivo (comparata con i 720 punti dell'immagine 4:3 e i 1920 punti per un'immagine 16:9 in alta definizione). Ne risulta una frequenza di campionatura per la luminanza di 18 MHz.
Questo sistema fornisce la stessa risoluzione spaziale della CCIR 601 sul formato 4:3 ma non è possibile usare le macchine attuali esistenti, progettate solo con campionatura a 13.5 MHz. La risoluzione aggiuntiva di questo metodo può risultare vantaggiosa quando si desideri una qualità assoluta per la post produzione o quando sia contemplata una up-conversion in alta definizione.
Lo standard SMPTE 267M che è stato proposto fornisce prestazioni per entrambi i sistemi sia a 13.5 MHz che a 18 MHz.
Siccome i segnali 16:9 che usano una campionatura a 13.5 MHz sono elettricamente indistinguibili dai segnali 4:3 essi possono essere convertiti dall'interfaccia seriale SMPTE 259M a 270 Mb/s.
Ci si aspetta che la SMPTE 259M sia rivista per fornire la trasmissione seriale dei segnali campionati a 18 MHZ con l'uso dello stesso algoritmo con una velocità dei dati di 360 Mb/s.
-Il video digitale seriale
La connessione in parallelo delle macchine digitali risulta pratico solo per piccole installazioni, ma esiste anche una reale necessità per una trasmissione su un solo cavo coassiale. Questo non è semplice in quanto la velocità dei dati è alta e se il segnale viene trasmesso in forma seriale senza modifiche, la sua ricostruzione in modo affidabile diventa molto difficoltosa. Il segnale seriale deve essere modificato prima della sua trasmissione per assicurare che esistano sufficienti contorni (fronti) per una ricostruzione del clock affidabile, deve essere anche ridotto il contenuto di basse frequenze del segnale digitale trasmesso e deve essere distribuito lo spettro di energia in modo che si possano ridurre i problemi causati dall'emissione di radiofrequenza.
Nei primi anni '80 l'EBU emise una normativa circa una interfaccia seriale per i segnali della CCIR 601. Questa interfaccia usava una codifica a 8/9 blocchi e ne risultava una velocità di trasmissione di 243 Mb/s. Questa interfaccia non supportava la precisione dei segnali a 10 bit e esistevano alcune difficoltà nel realizzare circuiti integrati affidabili e economici.
L'interfaccia basata sul sistema di codifica in blocchi fu abbandonata e fu sostituita da un'interfaccia con una codifica del canale che utilizzava lo scrambling (mischiamento pseudo-casuale) e una conversione in NRZI.
L'interfaccia seriale è stata standardizzata come SMPTE 259M e EBU Tech. 3267 ed è stata definita sia per segnali in componenti che compositi comprendendo l'audio digitale embedded (messo dentro-contenuto).
Concettualmente l'interfaccia seriale digitale assomiglia a un sistema di "portante" per le applicazioni in studio. La banda passante di base, audio e video, viene digitalizzata e combinata su una "portante" digitale come mostrato nella figura sotto (Non è proprio un sistema di "portante" in quanto questa è un segnale base digitale e non esiste modulazione della "portante").

La velocità della trasmissione dei dati (bit-rate,frequenza della "portante") viene determinata dalla frequenza di clock dei dati digitali e risulta essere di:
- 143 Mb/s per NTSC
- 177 Mb/s per PAL
- 270 Mb/s per componenti secondo la CCIR 601.
È stato proposto un sistema in componenti per schermo allargato a 16:9 che ha un bit-rate di 360 Mb/s.
I dati paralleli che rappresentano le campionature del segnale analogico vengono processati con le seguenti funzioni:

per creare la cascata dei dati digitali.
Il clock parallelo viene usato per caricare le campionature in un registro di memoria e spostamento e un multiplo x10 del clock parallelo "sposta fuori" (dal registro) i bits, LSB (least significant bit) per primi, per ogni parola di 10 bit. Se sono disponibili solo dati a 8 bit il serializzatore mette due zeri nei due ultimi LSB per completare la parola di 10 bit. I segnali in componenti non necessitano di un ulteriore processo in quanto i segnali di SAV e EAV dell'interfaccia parallela forniscono una sequenza unica che può essere identificata in ambiente digitale per consentire la messa in sequenza delle parole all'interno del field/frame. Se vengono insertati dati ausiliari come l'audio ,questi dati saranno trasportati dall'interfaccia seriale.
L'interfaccia seriale può essere usata in associazione a un normale cavo video coassiale.
La conversione da parallelo a seriale per segnali compositi è una cosa più complessa.
Come detto prima i segnali SAV e EAV dell'interfaccia parallela in componenti forniscono una sequenza unica che può essere identificata in ambiente digitale. L'interfaccia parallela composita non possiede questi segnali quindi è necessario inserire segnali affidabili di timing (TRS) nel segnale dell'interfaccia parallela prima della serializzazione.
Un segnale di TRS di tre parole viene insertato nel segmento del sync per permettere una messa in fase rispetto a field/frame da parte del ricevitore che dovrebbe anche rimuovere il TRS dal segnale digitale seriale ricevuto. L'interfaccia in parallelo composito non permette la transizione di dati ausiliari e la trasmissione del sync e del burst significa che esiste meno spazio per l'inserzione di dati.
Per la conversione da parallelo a seriale si deve usare il segmento del sync.
Tuttavia lo spazio di dati in NTSC è sufficiente per 4 canali di audio digitale AES/EBU. Dati ausiliari come l'audio possono essere sommati prima della serializzazione e questo dovrebbe essere fatto dal co-processore che inserta i TRS.
Seguendo il processo di serializzazione dell'informazione parallela, la cascata dei dati viene scramblerata da un algoritmo matematico e quindi codificata in NRZI (non-return to zero inverted) da una concatenazione delle seguenti due funzioni:

Al ricevitore viene usata la forma speculare di questo algoritmo nel deserializzatore per ricostruire correttamente i dati.
Nel sistema di trasmissione seriale digitale il clock è contenuto nei dati al contrario del sistema parallelo ove il clock ha una linea (canale) separata. Sottoponendo a scrambling i dati si assicura una abbondanza di transizioni come richiesto dalla ricostruzione del clock. La matematica dello scrambling e descrambling ci porta verso la realizzazione di speciali segnali di test per i sistemi digitali seriali che saranno descritti più avanti.
Codificando in NRZI si rende la cascata dei dati insensibile alla polarità. Il termine NRZ (non return to zero) rappresenta un circuito di logica ormai famigliare ove un alto livello è un "1" e un basso livello è uno "0". Per un sistema di trasmissione è conveniente che non sia richiesta una certa polarità del segnale al ricevitore.
Come mostrato nella figura 13 una transizione di dati viene usata per rappresentare ogni "1" e non esiste transizione per il dato "0". Il risultato è che è sufficiente solo identificare le transizioni, il che significa che diventa possibile usare entrambe le polarità del segnale.

Un altro risultato della codifica in NRZI è che un segnale di tutti "1" ora produce una transizione ogni periodo di clock e ne risulta una forma d'onda quadra ogni mezzo della frequenza di clock. Tuttavia gli "0" non producono alcuna transizione e pertanto questo ci porta alla necessità di dover scramblerare i dati.
-Conversione della velocità conversione del formato
Passando da componenti digitali a composito digitale in entrambe le direzioni , esistono due passi specifici: l'attuale codifica e decodifica e la conversione della velocità di campionatura da uno standard a un altro.
La velocità di campionatura digitale per questi due formati è diversa: 13.5 MHz per i componenti digitali e 14.3 MHz per il segnale composito NTSC ( 17.7 MHz per il PAL).
Questo secondo passo viene chiamato "rate conversion". Il termine "conversion" viene spesso usato per significare sia codificare che decodificare e una conversione della velocità di campionatura digitale. Strettamente parlando, la rate conversion è prendere una velocità di campionatura e farne di questa un'altra velocità al di fuori di essa.
Per i nostri scopi noi useremo il termine "format conversion" per significare che la codifica e la decodifica sia una conversione della velocità di campionatura.
La sequenza di format conversion dipende dalla direzione. Per (o da) componenti a composito, la sequenza usuale è la rate conversion seguita dalla codifica. Per (o da) composito a componenti, la sequenza è decodifica seguita da rate conversion (come mostrato in figura sotto).

E' molto più facile fare una produzione in componenti in quanto non è necessario aspettare ogni fine sequenza di color framing (4 field in NTSC e 8 field in PAL) per giuntare due pezzi di video insieme (edit su nastro), al contrario essi possono essere messi in fila ogni due field (motion frame); in più il sistema a componenti è di qualità più alta in quanto i segnali di luminanza e crominanza vengono gestiti separatamente.
I due principali apportatori di qualità in questo processo sono i processi di codifica e decodifica e la sample rate conversion (conversione della velocità di campionatura).
Se uno o entrambi i processi sono carenti, la qualità del prodotto finale ne soffrirà. Per cambiare con accuratezza la sampling rate digitale si devono fare calcoli tra due diverse velocità di campionatura (sampling rate) e si devono fare interpolazioni calcolate tra la locazione fisica dei dati del pixel sorgente e la locazione fisica del dato del pixel di destinazione. Tutti i 709.397 pixel di un frame in PAL, con l'eccezione di uno, devono essere mappati (calcolati). Per eseguire questo intenso calcolo di conversione si deve usare un algoritmo estremamente accurato. Se l'algoritmo è sufficientemente accurato per gestire il segnale in PAL sarà ancora più adatto per la conversione in NTSC. Per assicurare la qualità del video si deve quindi usare un algoritmo molto sofisticato e le macchine devono fornire coefficienti precisi riducendo al minimo gli errori di arrotondamento.
-I formati digitali audio e i relativi standards L'audio digitale AES (conosciuto anche come AES/EBU) si conforma alle specifiche AES3 (ANSI 4.40) intitolate: "Pratiche raccomandate da AES per l'engeneering dell'audio digitale - Formato di trasmissione seriale per due canali di dati audio rappresentati in modo lineare".
L'audio digitale AES/EBU è il risultato della cooperazione tra l'Audio Engeneering Society e l'Eurpean Broadcasting Union.
Quando si parla di audio digitale una delle considerazioni più importanti è il numero di bit per campionatura. Mentre il video lavora con 8 o 10 bit per campionatura, l'audio aumenta il numero dei bit da 16 sino a 24 per fornire lo spettro di dinamica e il rapporto segnale/disturbo desiderati.
La formula di base per determinare il SNR (signal to noise ratio) per l'audio digitale e':
      SNR = (6.02* n) + 1.76
dove "n" e' il numero dei bit per campionatura.
Per un sistema a 16 bit in teoria il massimo SNR dovrebbe essere:
      (6.02* 16) + 1.76 = 98.08 dB
Per un sistema a 18 bit il SNR dovrebbe essere 110.2 dB e per un sistema a 20 bit sarà 122.16 dB. Un convertitore ADC (analog to digital converter) a 20 bit probabilmente offre un valore compreso tra 100 e 110 dB.
Usando la formula vista sopra per un SNR di 110 dB questo sistema ha l'equivalente di una risoluzione a 18.3 bit.
Sino a poco tempo fa una convertitore A/D a 20 bit era molto costoso e consumava molta alimentazione che generava calore. Per queste ragioni molti convertitori A/D lavoravano a 18 bit. Recentemente i convertitori a 20 bit sono stati resi disponibili a un costo più basso e con un minor consumo di alimentazione e pertanto l'industria si sta spostando verso di essi. Per diminuire la quantità dei dati la maggior parte dei VTR registrano l'audio a 20 bit mentre lo standard AES consente campionature audio sino a 24 bit per campionatura.
Ogni segnale digitale audio AES consiste di due canali audio con i dati formattati come mostrato nella figura sotto. Ogni campionatura è trasportata da un sub-frame che contiene 20 bit di dati campionati, quattro bit di dati ausiliari (che possono essere usati per estendere la campionatura da 20 bit a 24 bit), quattro altri bit di dati e preambolo.

Due sub-frame formano un frame che contiene una campionatura per ognuno dei due canali. Il preambolo indica per quale canale deve essere intesa la campionatura, la partenza di un blocco di frame usato per organizzare i dati dell'utente (user data) e i dati di status del canale. Quando l'audio digitale viene registrato su un VTR o messo dentro (embedded) nella cascata dei dati seriali, la partenza del blocco di 192 frame viene indicato dal bit chiamato "Z" che corrisponde all'evento del preambolo "Z-type".
Nello standard AES sono consentite diverse velocità di campionatura. Per la televisione la velocità' di campionatura preferita è di 48 KHz, loccata al clock del video come richiesto dai VTR digitali. I 32 bit associati a ogni campionatura audio producono una densità di dati di 3.07 Mb/s per due canali (una cascata seriale).
-L'audio embedded (messo dentro)
L'audio digitale AES può essere embedded nella cascata dei dati seriali multiplexando rispetto alla costante di tempo i dati nello spazio disponibile per i dati ausiliari. Per segnali compositi lo spazio disponibile (figura sotto) è quello degli impulsi di sincronia orizzontale e verticale il che consente solo l'impiego di 4 canali di audio AES ( 2 cascate di dati).

Questa e' una buona prestazione per i VTR digitali che riescono quindi a registrare 4 canali di audio digitale. Nel video a componenti esiste una maggiore disponibilità di spazio per dati ausiliari in quanto tutte le parole che non trasportano il video attivo possono essere usate per altri scopi. Questo fornisce spazio per 16 canali (8 cascate di dati AES) e altri dati di altro tipo. Siccome questo spazio è disponibile anche nella forma parallela dei dati, è possibile (ma non è' pratica comune) usare l'audio embedded anche in forma parallela.
In seguito alla capacità dei VTR digitali di avere 4 canali audio digitali, le specifiche di base dell'audio embedded comprendono la quantità minima di dati formattati nei dati ausiliari e conosciuti come "audio data packets".
-Inserire l'audio AES/EBU in un sistema
Il video e l'audio digitali seriali stanno per diventare di uso comune in post produzione e nelle stazioni TV. In molti casi il video e l'audio sono sorgenti coniugate e può essere utile tenerli insieme e trattarli come una singola cascata seriale digitale. Questo ha per esempio il vantaggio di tenere il segnale in ambiente digitale e di poterlo quindi commutare attraverso una matrice di commutazione seriale digitale. In altre circostanze allorché si desideri separare qualche sorgente audio, l'audio digitale può essere demultiplexato e commutato separatamente per mezzo di una matrice di assegnazione audio digitale nel formato AES/EBU.
Al ricevitore dopo che l'audio multiplexato è stato passato attraverso una matrice di assegnazione seriale digitale, può' essere necessario estrarre l'audio dal video in modo che l'editing, il completamento dell'audio e altri processi possano essere eseguiti.
Questo richiede un demultiplexer che tiri fuori l'audio AES/EBU dalla cascata dei dati seriali video. L'uscita di un tipico demultiplexer ha un connettore tipo BNC per il video seriale digitale e due connettori per le due coppie di audio digitale AES/EBU.

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L'hardware del sistema:
-La scelta del cavo
I cavi video analogici mostrano le perdite minori nello spettro dalle basse frequenze (prossime alla DC) sino a 10 MHz. Nel mondo seriale digitale le perdite sul cavo in questa porzione di spettro provocano poche conseguenze ma importanti. La perdita più alta si ha nello spettro delle alte frequenze di 143, 177, 270 o 360 MHz.
Fortunatamente la robustezza del segnale seriale digitale rende possibile equalizzare queste perdite facilmente. Pertanto convertendo da analogico a digitale, l'uso di cavi della qualità esistente sul mercato non pone alcun problema.
Una caratteristica importante per il cavo coassiale da usarsi per il seriale digitale è che la risposta in frequenza deve essere approssimativamente proporzionale a:

al di sotto delle frequenze inferiori a 1 MHz.
Una deviazione significativa nella regione delle basse frequenze può confondere l'operatività dell'equalizzatore automatico. Ecco alcuni dei cavi comunemente usati:
- PSF 2/3 UK
- BELDEN 8281 USA-Japan
- F & G 1.0/6.6 Germania
Questi cavi hanno prestazioni eccellenti per segnali seriali digitali.
I costruttori di cavi stanno studiando la possibilità di costruzione di nuovi tipi di cavi a bassa perdita progettati appositamente per il digitale seriale. Esempi di cavi in alternativa ai sopra citati possono essere ad esempio il Belden 1505A che essendo più sottile è anche più flessibile e meno costoso dell'8281 e ha prestazioni più alte alle frequenze che sono più critiche per i segnali seriali digitali.
Un altro cavo da prendere in considerazione è il Belden 9292 o simili. Questo cavo ha il vantaggio di avere una bassa perdita ma è più sottile e flessibile. Viene richiesto un diverso tipo di BNC come connettore che rende il cablaggio di pannelli più difficoltoso.
In aggiunta l'anima schiumosa può essere deformata in modo permanente se schiacciata, con il risultato di ottenere riflessioni e pertanto questo cavo dovrebbe essere usato con cautela.
-Connettori
Sino a poco tempo fa i connettori BNC usati nella televisione avevano un'impedenza caratteristica di 50 ohm. Si sono resi disponibili connettori BNC a 75 ohm ma fisicamente incompatibili con i connettori a 50 ohm.
Il disadattamento d'impedenza rispetto al cavo è di relativamente piccola importanza per le frequenze del video analogico in quanto la lunghezza della forma d'onda dei segnali è molte volte più lunga della lunghezza del connettore. Ma con l'uso dei dati a alta velocità (e quindi con una forma d'onda più corta), l'impedenza del connettore deve essere tenuta in considerazione. In generale la lunghezza di un semplice connettore BNC non ha un effetto significativo sul segnale digitale seriale.
Diversi pollici di connessione a 50 ohm come una serie di barilotti su un cavo corto ,si potrebbero usare senza un effetto rilevante. Nel caso specifico del trasmettitore o ricevitore seriale la macchina attiva associata al connettore sul telaio ha bisogno di un adattamento di impedenza significativo. Questo potrebbe far pensare che un connettore a 50 ohm potrebbe essere usato nella nostra banda di interesse. È invece buona pratica nel cablaggio evitare disaccoppiamenti di impedenza e usare componenti a 75 ohm in ogni caso possibile; questa è la norma che deve essere seguita per l'installazione di nuovi sistemi in digitale seriale.
-Patch panel
La stessa cosa è vera anche per altri componenti passivi nei sistemi come i patch panel (jackfield video). Per evitare le riflessioni causate dalla discontinuità d'impedenza questi elementi dovrebbero avere la caratteristica tipica di essere a 75 ohm. Gli esistenti patch panel a 50 ohm potrebbero rivelarsi adeguati ma nuove installazioni dovrebbero usare patch panels a 75 ohm.
Diversi costruttori di patch panel offrono versioni a 75 ohm progettate specificamente per le applicazioni seriali digitali.
-Terminazioni e loop
Lo standard del digitale specifica che la perdita per riflessione tra trasmettitore e ricevitore deve essere maggiore di 15 dB sino a 270 MHz.
Pertanto la terminazione dovrebbe essere a 75 ohm con nessun componente significativo reattivo a 270 MHz.
Chiaramente questa frequenza è correlata al componente digitale quindi sarebbe pensabile una frequenza più bassa per l'NTSC in futuro.
Come si può vedere dalla modesta specifica di 15 dB la perdita per riflessione non è un punto critico nel sistema video seriale digitale. Diventa più critica con un cavo corto piuttosto che con un cavo lungo in quanto il segnale riflesso viene attenuato dalla lunghezza del cavo.
La maggior parte dei ricevitori digitali sono terminati direttamente per evitare i problemi di riflessione. Siccome i circuiti attivi del ricevitore non sembrano essere a 75 ohm, si devono inserire circuiti per fornire una terminazione con buona resistività e avere quindi bassi valori di riflessione. Alcuni prodotti presenti sul mercato non forniscono valori di perdita per riflessione secondo le specifiche per le frequenze più alte. Questo non sembra abbia causato grossi problemi ma tuttavia anche qui dovrebbe prevalere un buon engeneering.
I loop attivi sono molto comuni nelle macchine seriali digitali in quanto essi sono relativamente semplici e posseggono caratteristiche di rigenerazione simile a un amplificatore di distribuzione con re-clock. Essi forniscono anche un isolamento tra ingresso e uscita.
Tuttavia se la macchina viene spenta per qualche ragione, la connessione si interrompe. Anche per le connessioni in loop si devono prendere le stesse cautele riguardo all'impedenza. È possibile anche effettuare loop passivi per diagnostica di sistema e identificazione di guasti quando è necessario per osservare il segnale nel punto del percorso sotto analisi. Se si deve fare un loop per monitorare è importante che questo sia un loop passivo per due ragioni: la prima, il trasmettitore seriale con molte uscite di solito possiede dispositivi attivi separati per ogni uscita e quindi monitorare un'uscita non indica che necessariamente la qualità di un'altra uscita; la seconda, se si usa un loop attivo la perdita di alimentazione o spegnimento della macchina usata per monitorare il segnale spegnerà anche il segnale, il che potrebbe risultare disastroso in situazione operativa. Se non viene usato un loop passivo è importante assicurarsi che la terminazione sia a 75 ohm con nessun componente significativamente reattivo alla frequenza del clock del segnale digitale seriale.
L'audio digitale AES/EBU ha fatto nascere interessanti questioni a seguito delle sue caratteristiche. Nell'applicazione professionale viene tradizionalmente impiegato l'audio bilanciato per evitare hum e altri problemi. Di solito vengono usati cavi a multi conduttori arrotolati su di loro e schermati. Il connettore XLR fu scelto come connettore tipo e usato universalmente nella maggior parte delle applicazioni professionali. All'evolversi dell'audio digitale AES/EBU fu naturale pensare di continuare ad usare i tradizionali cavi e connettori in uso. Lo scopo della AES3 copre la trasmissione digitale audio sino a 100 mt di distanza e si possono impiegare i tradizionali cavi arrotolati a due a due e schermati.
Siccome l'audio AES/EBU ha una banda passante molto più grande dell'audio analogico, i cavi devono essere scelti con cura. Per adeguarsi alle specifiche della AES/EBU, l'impedenza una sorgente di 110 ohm e impedenze di carico. Lo standard non fornisce specifiche per un carico a ponte tuttavia in teoria è possibile pontare gli ingressi come si fa tradizionalmente per l'audio analogico. Cavi non terminati propriamente possono causare riflessioni e di conseguenza errori nei dati.
Le frequenze relativamente alte dei segnali della AES/EBU non possono viaggiare sulla coppia di cavi schermati così facilmente come l'audio analogico. La capacità del cavo e la perdita alle alte frequenze provoca una diminuzione alle alte frequenze. I fronti dei segnali possono arrotondarsi e l'ampiezza del segnale può abbassarsi e pertanto il ricevitore può arrivare al punto da non riuscire più a distinguere un "1" da uno "0". Questo rende il segnale non più decifrabile. Di solito i cavi sono limitati in lunghezza a poche decine di metri. Vengo specificati anche i connettori XLR.
Siccome la AES/EBU ha frequenze che raggiungono i 6 MHz, c'è stato il suggerimento di utilizzare cavo coassiale sbilanciato con connettori BNC per migliorare le prestazioni dell'audio negli impianti video e per la trasmissione a più di 100 mt.
Esistono molte commissioni che stanno studiando l'impiego del connettore BNC per l'audio digitale della AES/EBU. Il documento ICE 958 descrive una linea sbilanciata, uno schema a due cavi per cavo coassiale a 75 ohm, la AES ha allo studio il documento AES3-ID e l'SMPTE ha al lavoro un gruppo sull'interfaccia audio digitale per la televisione che affronta questo argomento.
La preferenza è di ridurre il segnale bilanciato a 110 ohm a sbilanciato a 75 ohm e di ridurre il segnale da 3 - 10 volt a 1 volt. Il segnale risultante avrebbe le stesse caratteristiche dell'audio analogico e potrebbero quindi essere utilizzati i tradizionali metodi e macchine di distribuzione del video analogico per distribuire l'audio digitale. Il costo di cablare un cavo terminato a BNC è minore che non intestare un cavo con connettori XLR. Test hanno anche stabilito che la radiazione EMI (emissione in radiofrequenza) è minore se si usa un cavo di distribuzione coassiale.

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Argomenti del sistema
-La distribuzione del segnale, re-clocking
Quindi un segnale video può essere digitale ma il mondo attraverso il quale questo segnale passa è analogico. Di conseguenza è importante considerare la distorsione che l'analogico apporta al segnale digitale. Questa comprende: perdita in risposta in frequenza causata dall'attenuazione del cavo, distorsione di fase, rumore, jitter del clock, spostamento della posizione di 0 DC dovuta all'accoppiamento della AC.
Mentre un segnale digitale manterrà la capacità di comunicare i suoi dati nonostante un certo grado di distorsione, esiste un punto al di sotto del quale i dati non saranno più ricostruibili. La lunghezza dei cavi è il principale fattore di introduzione di distorsione nel segnale.
La maggior parte delle macchine digitali effettuano una qualche forma di equalizzazione e di rigenerazione su tutti gli ingressi per compensare le diverse lunghezze dei cavi. Se si considera il caso specifico degli amplificatori di distribuzione e delle matrici di commutazione esistono diversi approcci che possono essere usati; amplificatori a larga banda, amplificatori digitali a larga banda, amplificatori digitali di rigenerazione.
Prendiamo in esame per primo l'ultimo caso citato, la rigenerazione di un segnale digitale in generale significa ricostruire i dati da un segnale in ingresso e trasmetterli con una forma d'onda pulita usando una sorgente di clock stabile. La rigenerazione di un segnale digitale permette la sua ulteriore trasmissione in avanti e sostiene maggiormente il segnale che ha già subito qualche distorsione analogica. La rigenerazione in generale usa le caratteristiche del segnale in ingresso, per esempio il clock auto-estratto, per produrre l'uscita.
Nel video seriale digitale esistono due modi di rigenerare: seriale e parallelo.
La rigenerazione seriale è la più semplice. Consiste nell'equalizzazione del cavo, nella rigenerazione del clock, la ricostruzione dei dati e la ritrasmissione dei dati usando il clock ricostruito. Un oscillatore agganciato in fase (PLL) con un LC (induttanza/capacità) o RC (resistor/capacitor) rigenera la frequenza del clock seriale, un processo chiamato "reclocking".
La rigenerazione parallela è più complessa. Essa coinvolge 3 passi: la deserializzazione, il reclocking parallelo di solito usando un tempo di base controllato da un cristallo e la serializzazione.
Ogni forma di rigenerazione può ridurre il jitter al di fuori della larghezza di banda del suo PLL ma il jitter all'interno della larghezza di banda del loop sarà riprodotta e può accumularsi in modo significativo a ogni rigenerazione.
Un rigeneratore seriale ha una larghezza di banda del loop dell'ordine di diverse centinaia di KHz sino a qualche MHz. Un rigeneratore parallelo ha una banda più stretta , nell'ordine di diversi Hz.
Di conseguenza un rigeneratore parallelo può ridurre il jitter di una quantità maggiore di un rigeneratore seriale alle spese di una maggior complessità. In aggiunta il jitter in una base di tempo controllata da un cristallo (rigeneratore parallelo) è molto minore di un oscillatore LC o RC che controlla la base di tempo (rigeneratore seriale).
I rigeneratori seriali ovviamente non possono eseguire un numero illimitato di volte l'operazione di rigenerazione in quanto il jitter del PLL si assommerebbe via via e perché il clock è autoestratto dal segnale in ingresso. La rigenerazione seriale, di solito, può essere eseguita dozzine di volte prima che si renda necessaria una rigenerazione parallela. Un jitter che è andato aumentando sino a un livello eccessivo può causare un blocco del sistema. L'accettazione della quantità di jitter per un ricevitore seriale deve quindi essere presa in considerazione e gestita dal sistema, questo punto verrà discusso più avanti.
Una rigenerazione ove un clock di riferimento viene usato per produrre un'uscita può essere eseguita un numero illimitato di volte e eliminerà ogni jitter che si è andato accumulando in una serie di operazioni di rigenerazione.
Questo tipo di rigenerazione avviene nelle macchine principali come VTR, mixer video, effetti digitali che usino un riferimento esterno per effettuare i loro processi digitali. Pertanto la rigenerazione può avvenire in modo perfetto, l'unica limitazione sono le considerazioni economiche.
Un approccio completamente diverso alla distribuzione del segnale è l'uso di matrici di commutazione a larga banda ma esistono molte limitazioni. È vero che le matrici analogiche di distribuzione a larga banda ( più di 100 MHz) lascerebbero passare il segnale di 143 Mb/s seriale; tuttavia esse non hanno precisamente le specifiche richieste per i 270 Mb/s e 360 Mb/s.
Con matrici progettate per la commutazione di segnali a larga banda analogici la caratteristica di risposta in frequenza avrebbe un effetto negativo sul segnale. I ricevitori che lavorano con il segnale della SMPTE 259M si aspettano di ricevere un segnale trasmesso da una sorgente standard e attenuato dal cavo coassiale con una perdita in frequenza secondo la citata:

Qualsiasi deviazione da 6 dB per ottava supererà la larghezza di banda di 1 MHz sopra alla frequenza di clock e provocherà un'operatività impropria dell'equalizzatore automatico nel ricevitore seriale.
In generale questo è un problema importante in quanto le matrici analogiche sono progettate per avere una risposta piatta sino a una certa larghezza di banda e quindi cadere secondo un certo inviluppo che può o non può essere di 6 dB per ottava. È la differenza tra "il dentro la banda" e "il fuori dalla banda" che genera il problema.
Tra questi due estremi esistono matrici di commutazioni seriali digitali che non fanno il re-clock del segnale. Questo tipo di matrici di solito lavorano in modo adeguato a qualsiasi frequenza di clock per la quantità di cavo compreso dalle loro specifiche. Tuttavia queste specifiche sono di solito più corte di quelle delle matrici che effettuano il re-clock.
-Il timing del sistema
Bisogna chiarire che la necessità della pianificazione del timing (messa in fase) e la misura del segnale di timing nel video digitale non è stata eliminata ma solamente spostata a parametri e valori diversi.
Nella maggior parte dei casi nell'ambiente digitale la gestione di un timing estremamente preciso non esiste e viene misurata in microsecondi, linee e fotogrammi invece di nanosecondi.
In molti casi la distribuzione e il timing diventa più semplice con la processazione digitale in quanto le macchine che hanno ingresso e uscita digitale possono in modo automatico mettere in timing il loro ingresso.
Tuttavia i sistemi misti analogici/digitali pongono restrizioni alla gestione del timing digitale.
Il timing relativo di segnali multipli rispetto al riferimento viene richiesto dalla maggior parte dei sistemi. Da una parte un ingresso a un mixer video analogico deve essere messo in timing con approssimazione al nanosecondo in modo che non vi sia errore di fase della sottoportante. Dall'altra parte la maggior parte dei mixer video digitali permettono un tiling relativo tra i segnali in ingresso con margine di gioco di una linea orizzontale.
Le specifiche per il timing tra segnale e segnale per un mixer video digitale possono essere divise in tre categorie:

1. Ingresso a macchina digitale con compensazione automatica di timing.
2. Ingresso a macchina digitale che non effettua la compensazione automatica di timing.
3. Ingresso a un convertitore digitale/analogico senza la compensazione automatica di timing.

Nel primo caso il segnale deve essere nell'ambito operativo dell'auto compensazione, in genere nell'ambito di una riga orizzontale.
Per l'installazione di sistemi e per la loro manutenzione è importante misurare il tempo relativo dei segnali per assiscurare che essi sono all'interno del campo di lavoro della compensazione automatica con abbastanza margine di sicurezza da permettere cambiamenti non previsti.
La RC dell'SMPTE N° 168 che si applica sia a sistemi a 525 che 625 linee definisce l'accuratezza di timing richiesta per il secondo caso ove i segnali vengono presentati a una matrice di commutazione per eseguire una commutazione nell'intervallo verticale. Viene consentita un'approsimazione di 10 us al contrario della più stretta specifica richiesta per le matrici per il segnale analogico. Nel punto di commutazione, a causa delle capacità di autosincronizzarsi del ricevitore seriale, la parte della linea dopo la commutazione sarà con un valore casuale sino a che arriverà il prossimo dato di EAV (End of Active Video) che rimetterà in framing (nella giusta sequenza, in timing ) le parole in arrivo.
Il terzo caso è quello di un ingresso dedicato a un convertitore D/A che non possiede auto compensazione e in questo caso si richiede l'accuratezza dei sistemi analogici odierni ovvero con tolleranza all'interno del nanosecondo. Questo è vero se saranno richieste successive lavorazioni analogiche come quelle effettuate da un mixer video analogico; in alternativa, se il segnale analogico è semplicemente l'uscita dello studio, può non essere richiesta questa alta precisione.
La regolazione automatica del timing è una componente chiave per i sistemi digitali ma non si possono attualmente applicare alla cascata dei dati seriali a causa dell'alta frequenza del segnale digitale.
È necessaria una conversione del segnale nella forma parallela.
Questa è una necessità per una certa varietà di macchine che effettuano il ritardo (la messa in timing). Questo comprende anche un sistema di linee di ritardo multiple e sistemi di ritardo di fotogramma.
Una macchina che esegue il ritardo di fotogramma (frame delay) sicuramente avrà come risultato di ritardare il video di questa quantità (un frame = 1/25 di secondo in PAL) e quindi provocherà noiosi problemi di fuori sincrono rispetto all'audio e rispetto alla fase del time code all'interno del sistema.
Nel caso in cui l'audio e il video vengano processati con percorsi diversi (non embedded) esiste la possibilità che si presenti il problema di ottenere un ritardo audio/video.
Il ritardo causato dal sistema embedded è invece da ritenersi insignificante (inferiore al millisecondo).

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Monitoraggio e misura I test e le misure dei segnali digitali seriali sono caratterizzati da tre diversi aspetti: l'uso, i metodi e l'ambiente operativo.
I tipi d'uso potrebbero comprendere: il banco di lavoro del progettista, il controllo di qualità in costruzione, la valutazione di macchine da parte dell'utente, l'installazione di sistemi e test di accettazione, la manutenzione di macchine e sistemi, e forse la più importante ovvero l'operatività.
I requisiti per il monitoraggio di base dovrebbero comprendere il display del segnale trasportato dal segnale digitale seriale con prestazioni e accuratezza al pari degli attuali metodi di misura dei segnali analogici. Un monitor operativo dovrebbe anche fornire informazioni a proposito del segnale digitale stesso come: i dati disponibili, errori nei bit, errori nella formattazione dei dati. Un display della forma d'onda seriale non è necessario. A causa della natura "robusta" dei segnali video digitali è possibile ridurre il numero delle operazioni richiesta a uno strumento di monitoraggio operativo. Tuttavia il monitoraggio della forma d'onda del segnale è necessaria in tutte le postazioni ove un operatore o una macchina ha la possibilità di cambiare i parametri del segnale. Il TEKTRONIX WFM 601 Digital Monitor è uno strumento di monitoraggio operativo per segnali in componenti digitali e viene mostrato nella figura sotto.

I metodi per la valutazione tecnica coprono diverse aree d'uso e devono essere complementari o sovrapponibili.
Oltre ai consueti metodi di misura dei segnali televisivi esiste una nuova dimensione per i test e le misure per valutare i vari parametri associati direttamente alla forma d'onda seriale.
Il risultato sono una serie di diverse categorie di monitoraggi e metodi di misura che devo essere presi in esame: l'analisi del segnale video, l'analisi dei dati, la verifica del formato, l'operatività del trasmettitore/ricevitore, le macchine di trasmissione, un report completo.
Un display del tempo di campionatura della forma d'onda seriale viene mostrato sul TEKTRONIX 1730 D Digital Waweform Monitor per segnali in NTSC (figura sotto).

Le misure sul segnale di programma video sono essenzialmente la banda di base video e misure audio che sono state usate da anni.
Tuttavia esiste un nuovo aspetto associato al digitale in quanto l'accuratezza della rappresentazione del segnale è limitata dal numero di bit per campionatura. Una piccola quantità di dati digitali è presente nel segnale video in forma di Vertical Interval Time Code (VITC) ma la cascata dei dati seriali ha una capienza maggiore dei soli dati video; quindi necessitano metodi di misura più completi.
L'analisi della forma d'onda digitale e dei suoi effetti sull'operatività del trasmettitore/ricevitore è la nuova dimensione per i test e le misure relative alla televisione.
Invece di acquisire strumentazione speciale per interpretare questa forma d'onda ad alta velocità sono state aggiunte nuove prestazioni ai tradizionali strumenti di misura e di test per la televisione aiutando la transizione alla televisione digitale in modo più economico.
Il test di componenti passivi (cavi, patch ecc...) è simile a quello usato con la banda video di base con l'eccezione che deve essere considerata una banda passante molto più ampia.
Il terzo aspetto dei test e delle misure è quello ove la macchina o l'impianto deve essere considerato in servizio o fuori servizio.
Tutte le operazioni di monitoraggio devono essere in condizioni di in esercizio il che significa che lo strumento deve poter fornire all'operatore informazioni circa il segnale digitale che contiene materiale di programma attivo così come il segnale digitale stesso. Se esistono problemi che devono essere risolti scoprendo ad esempio un inconveniente di natura intermittente, sarà richiesta una condizione di test e misura in servizio.
A causa del ben noto tipo di "punto di rottura" del guasto per i sistemi digitali, si rendono necessari anche test di fuori servizio che sono altrettanto importanti.
Per riuscire a conoscere quanta sicurezza è disponibile in un sistema è necessario sommare parametri di stress al segnale digitale in quantità nota sino a che il sistema non vada in crash e questa condizione di stress non è possibile effettuarla in condizione di impianto in esercizio.
TEKTRONIX sta effettuando ricerche circa i metodi da usarsi per determinare la quantità di sicurezza senza per questo distruggere il segnale presente, in modo che questa possibilità sia aggiunta alle macchine di prossima costruzione.
-Misurare la forma d'onda seriale
Se osservate un'oscilloscopio o un monitore di forma d'onda appropriati, gli inviluppi di tempo (sovrapposti per persistenza del CRT o memoria di campionature digitali) produrrano una forma d'onda che seguirà un certo numero di diversi percorsi sullo schermo.
I diversi percorsi sono dovuti al fatto che i numeri nella cascata di dati variano nei dati (stato di alto o stato di basso con possibilità o no di cambiamento in punti di possibile transizione di tempo).
La forma d'onda che risulta è nota come "eye pattern" (forma a occhio) di cui due "occhi" sono mostrati nella figura sotto.

Misure analogiche della forma d'onda digitale seriale cominciano con lo specificare l'uscita del trasmettitore come mostrato nella figura sottostante.

I parametri da misurare sono: ampiezza, tempo di salita, jitter che sono definiti nell'enunciazione dello standard seriale SMPTE 259M.
La frequenza o periodo sarà determinata dal generatore di sync televisivo che produrrà il segnale di sorgente, non dal processo di serializzazione.
Una unità di intervallo viene definita dal tempo tra due transizioni adiacenti del segnale che sono il reciproco della frequenza di clock.
L'unità di intervallo è di 7.0 ns per l'NTSC e 3.7 ns per il PAL per segnali in componenti a 525 o 625 linee.
Il ricevitore seriale determinerà se il segnale è "alto" o "basso" al centro di ogni "occhio" e quindi identificherà il dato seriale. All'aumentare del rumore e del jitter nel segnale a causa del transito sul canale di trasmissione, di sicuro il miglior "punto ove prendere una decisione se sia alto o basso" resta il centro dell' occhio (come mostrato nella figura sotto riportata) ma qualche ricevitore seleziona il punto di decisione a un tempo fisso dopo ogni punto di transizione.
Qualsiasi causa produca una riduzione in larghezza dell'occhio produrrà una caduta di prestazione da parte del ricevitore.

In un sistema di comunicazione con correzione d'errore in avanti è possibile un'accurata ricostruzione dei dati anche se l'occhio è prossimo a chiudersi.
Con la bassa quantità di percentuale d'errore richiesta per una trasmissione corretta del video digitale seriale viene invece richiesto un'occhio pulito e ben aperto dopo l'equalizzazione fatta dal ricevitore. Questo in quanto la natura casuale del processo che chiude l'occhio ha "code" statistiche che potrebbero causare errori occasionali ma comunque inaccettabili.
L'ampiezza è importante in quanto influisce sulla massima distanza di trasmissione; una ampiezza eccessiva può produrre un problema, così come un'ampiezza troppo piccola. Qualche equalizzatore nel ricevitore stima in funzione dell'ampiezza ricevuta la lunghezza del cavo e setta di conseguenza l'equalizzatore il che influisce significativamente sul rumore e sul jitter.
Una misura precisa della forma d'onda del trasmettitore richede un oscilloscopio con una banda passante di 1GHz in quanto il segnale seriale ha un tempo di salita di 1 ns. Tuttavia le misure in ampiezza possono essere fatte con oscilloscopi a banda inferiore (da 300 a 500 MHz). Il monitorare e misurare la qualità dei tempi di salita può essere fatto con strumenti di monitoraggio e test televisivi usando tempi di campionatura equivalenti alla banda inferiore. Misure di tempi di salita vengono fatte nei punti 20% e 80% come previsto per macchine a logica tipo ECL.
Sicome il segnale seriale ha un tempo di salita di circa 1 ns la misura deve essere corretta con la seguente formula:

dove:

Per esempio un tempo di salita misurato in 1.4 ns dovrebbe indicare un tempo di salita attuale di 1 ns, un tempo misurato di 1.6 ns dovrebbe indicare un tempo attuale di 1.25 ns e così via.

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Fonte:la rete e i tecnici di Videostudio1